W波段行波管切断位置性能分析与实验

摘要

为分析折叠波导行波管互作用电路切断位置的功率和频谱特性，提出并研制出一只四端口W波段脉冲行波管。对该行波管频带内互作用电路的S参数、切断处功率和对应频谱特性进行测试，分析表明：端口2(输入段的切断)的功率幅值主要取决于饱和状态下行波管的输入功率，与输入段增益不成正比关系分布；端口3(输出段切断)功率主要取决于端口匹配性能，其数值计算功率和测试数据吻合良好。本文研究为毫米波及太赫兹行波管切断设计提供了一种有效方法。

关键词

行波管; 切断位置; 折叠波导; W波段

W波段行波管作为系统核心部件之一，为发射机提供放大信号，在高分辨雷达成像、电子对抗等军事领域和高速通信、气象雷达等民用领域有着广泛的应用前景^[1-4]。近年来，W波段行波管在大功率、高效率、宽频带、低电压小型化、微波功率模块(Microwave Power Module，MPM)等方向取得了诸多成果，其中：a) 在大功率、高效率方向，中国电子科技集团公司第十二研究所(中国电科12所)研制出输出功率达647 W的大功率W波段行波管^[5]和总效率大于40%的高效率W波段行波管^[6]；b) 在低电压小型化研究方向，中国电科12所研制的小型化W波段行波管实现了6 GHz频带内输出功率大于180 W，整管尺寸≤270 mm×49 mm×46 mm，质量1.5 kg^[7]；c) 在宽频带方向，美国海军实验室研制的W波段行波管工作带宽10 GHz，输出功率>100 W，其中93 GHz频点输出功率最高为215 W，增益为20 dB^[8]；d) 在MPM研究方向，L3公司研制的百瓦级W波段脉冲MPM，工作带宽4 GHz，最大输出功率为176 W^[9]；中国电科12所研制的W波段连续波功率模块，工作带宽6 GHz，功率≥50 W，效率≥20%，模块的外形尺寸为380 mm×180 mm×50 mm，质量为5.5 kg^[10]。

W波段行波管在折叠波导互作用电路中设置切断和集中衰减器，以中断反射或外部反馈路径，消除自激振荡，实现器件的高增益工作。集中衰减器作用是吸收掉互作用电路在切断位置的功率，内置在切断位置的波导槽内。当行波管高占空比工作时，如果不能及时将衰减器吸附的热量导出，衰减器会因高温出现性能下降或释放气体等现象，影响行波管性能和可靠性，甚至导致器件无法正常工作。常规行波管切断端口与集中衰减器内置在折叠波导行波管电路中，无法直接测量。因此，本文提出并研制出一只四端口高频结构的W波段行波管，测试了该行波管频带内互作用电路的S参数、切断处功率和对应频谱特性，并进行详细分析，为毫米波及太赫兹行波管切断功率计算提供数据支撑和分析方法。

1 基于四端口结构的W波段行波管设计

1.1 四端口高频结构

与常规W波段行波管不同，四端口高频结构行波管的切断连接过渡波导和输能窗，在切断位置形成2个输出端口，分别记作端口2和端口3，如图1所示。端口2可监测折叠波导互作用电路的输入段放大信号；端口3可监测互作用电路输出段的反射功率。行波管输入端(记作端口1)和输出端(记作端口4)分别传输行波管的输入和输出信号。四端口高频结构不仅可以原位获得折叠波导行波管切断位置的冷热测参数，监测切断位置的功率和频谱特性，还可以对互作用电路的输入段和输出段开展近似独立分析。

图1  四端口结构的行波管三维图

Fig.1  Three-dimensional diagram of the TWT with four-port structure

1.2 互作用电路设计

在W波段及太赫兹频段，较低的耦合阻抗(K_c)是限制折叠波导行波管功率和互作用效率的瓶颈之一。为提升慢波电路的耦合阻抗，本文主要采用以下2种技术手段：一是工作点优化，通过优化折叠波导的宽边尺寸，综合考虑功率以及工作带宽等设计目标，选择合适的工作点，在满足技术指标要求的工作带宽前提下，尽可能地提升频带互作用耦合阻抗；二是采用弧形弯曲边界折叠波导慢波结构。相比于常规慢波结构，弧形弯曲边界折叠波导的耦合阻抗在W波段频段内，K_c可提升30%，且没有引入额外的复杂性工艺^[11]，结构示意图和尺寸参数如图2所示。

图2  折叠波导结构示意图

Fig.2  The diagram of FWG structure

为了提升W波段行波管电子效率，互作用电路采用相速跳变技术，使互作用后平均速度下降的电子与行波的速度再同步，延长电子注与电磁波互作用时间，实现能量交换、效率提升。本文基于常规折叠波导慢波结构的特点和加工工艺，通过改变参数p进行相速调控，实现慢波电路与电子注的相速再同步。相速跳变选用2次下跳变方式，相速归一化如图3所示。互作用电路包括均匀电路部分(周期参数为p₁)，互作用电路长度为l₁；一次负向跳变电路部分(周期参数为p₂)，互作用电路长度为(l₂-l₁)；二次负向跳变电路部分(周期参数为p₃)，互作用电路长度为(l₃-l₂)。采用CST软件建立折叠波导模型，六面体网络的每波长网格数、最小网格限制、网格线比率限制设置为35×35×35。在91~97 GHz频段内的相光速比(v_p/c)曲线和K_c曲线如图4所示。

图3  折叠波导互作用电路相速跳变

Fig.3  Phase velocity stepping technique of the FWG interaction circuit

图4  不同周期的折叠波导冷特性曲线

Fig.4  Cold characteristics of the FWG for the three sections with p₁, p₂ and p₃

利用微波管模拟套装(Microwave Tube Simulator Suite，MTSS)软件优化互作用电路中相速跳变各部分的互作用长度、切断位置、增益等参数，使输出功率和带宽满足设计要求。W波段折叠波导互作用电路设计结果如图5所示，行波管的工作电压为17.2 kV，工作电流140 mA，在91~97 GHz频带内饱和输出功率大于230 W，最高输出功率达到355 W。

图5  端口2和端口4的功率计算曲线

Fig.5  Simulation power curves of port2 and port4

2 W波段行波管测试与分析

2.1 四端口行波管测试

四端口结构W波段行波管如图6所示，其中输能窗片采用性能优良的金刚石材料，该材料具有足够的机械强度、高气密性、功率承受能力，在W波段频带内输能系统的电压驻波比≤1.3；聚焦系统采用体积小、质量轻的周期永磁聚焦系统；收集极采用三级降压结构。

图6  四端口结构的W波段行波管

Fig.6  The W-band TWT with four-port structure

行波管的工作电压17.3 kV，工作电流145 mA，实测样管流通率大于97%，验证了四端口W波段行波管电子光学系统的可行性。在工作比5%条件下，测试了四端口结构W波段行波管电性能，测试框图和测试系统照片如图7所示。行波管测试系统如下：端口1连接W波段信号源，功率计探头A和定向耦合器A监测经输入窗进入互作用电路的电磁波信号；端口2连接定向耦合器B，功率计探头B监测切断位置输入段放大功率；端口3连接定向耦合器C，功率计探头C监测输出段的切断功率；端口4连接定向耦合器D，功率计探头D监测输出段放大后的信号功率。

图7  四端口高频结构W波段行波管测试系统

Fig.7  The test system of TWT with four-port structure

2.2 互作用电路输入段测试数据分析

W波段行波管饱和状态下端口2(输入段的切断)功率和输入段增益的测试曲线如图8所示，在91~97 GHz频带内，端口2的功率幅值范围为1~7.4 W，呈中间低两端高分布。频带内端口2功率幅值与输入段增益不成正比关系分布，甚至总体呈反比关系，因此，该样管输入端增益不是决定端口2功率的主要原因。图9为饱和状态下行波管输入功率与端口2的输出功率测试曲线，二者功率分布趋势基本一致。当行波管增益波动较大时，端口2的功率幅值主要取决于饱和状态下W波段行波管输入功率大小。因此，为减少衰减器在切断位置的吸附功率，在降低输入段增益的同时，还需重点实现行波管高增益和饱和增益平坦度总体设计。

图8  输入段功率和增益测试曲线

Fig.8  Test power and gain curves of input circuit

图9  行波管饱和状态下的输入段功率测试曲线

Fig.9  Saturated test power curves of input interaction circuit

为分析行波管端口功率随输入功率的变化关系，测试了中心频点的输入-输出功率曲线，如图10所示。端口2功率在输入功率0~7 mW内随输入功率呈线性增长。因此，行波管端口2的功率等于输入段增益乘以行波管输入功率。端口4和端口3功率先是随着输入功率线性增长，之后进入非线性区增长，直至饱和状态功率达到最高值，最后进入过饱和区。过饱和后电子将进入加速区，不仅不再交出能量，反而要从电磁波中提取能量，导致行波管输出功率减小。

图10  中心频率的输入-输出功率曲线

Fig.10  Power transfer curves with drive at center frequency

2.3 互作用电路输出段测试数据分析

行波管端口3(输入段的切断)和端口4功率测试曲线如图11所示，端口4在91.2 ~96.4 GHz频带内输出功率大于230 W，最高输出功率达到354 W，与仿真结果吻合良好，验证了设计参数的正确性。端口3的功率幅值在0.3~3.95 W之间，呈锯齿状分布，且不与端口4功率分布相对应。因此，该行波管输出功率不是决定互作用电路输出段切断功率的主要因素。通过分析端口3和端口4的匹配性能，发现端口3的功率峰值与端口4的S₁₁参数值相对应。因此，该行波管输出段切断功率主要取决于端口匹配性能。

图11  端口3和端口4的饱和功率测试曲线

Fig.11  Saturated test power curves of port3 and port4

常规折叠波导行波管无法测量切断功率，因此，需要一种计算输出段切断功率的分析方法，并验证其符合性。行波管输出功率、端口匹配或外接负载匹配可以采用功率计和矢量网络分析仪直接测量，线路损耗可利用计算软件初步获取。端口3和端口4的S₁₁参数测试曲线如图12所示。假设行波管工作状态下和非工作状态下电路损耗不变或改变较小，根据行波管的输出功率、S₁₁参数和电路损耗即可计算出端口3功率。以切断功率最高的频点94.4 GHz为例，行波管输出功率315 W，端口4的S₁₁参数测试为-11.5 dB，约有1/14的功率被返回，计算返回到电路中的功率为$P_{\mathrm{4}}^{\mathrm{\text{'}}}=\mathrm{315}÷(\mathrm{1}-\mathrm{1}/\mathrm{14})÷\mathrm{14}\approx \mathrm{24.2}\mathrm{W}$。行波管输出段的线路损耗为7.5 dB，计算端口3的功率为$P_{\mathrm{3}}^{\mathrm{\text{'}}}=\mathrm{24.2}÷\mathrm{5.62}=\mathrm{4.3}\mathrm{W}$。因此，返回切断位置的功率计算值为4.3 W。端口3在此频点的S₁₁参数为-13.4 dB，约有1/22的功率被反射到慢波电路，最终端口3的输出功率为$P_{\mathrm{3}}=\mathrm{4.3}\times (\mathrm{1}-\mathrm{1}/\mathrm{22})\approx \mathrm{4.1}\mathrm{W}$，与实测功率3.95 W相近，如图13所示。利用该方法计算出频带内整数频点的功率幅值，与测试数据符合较好，验证了计算方法的可行性，为常规折叠波导行波管切断功率幅值分析提供了数据支撑和计算方法。

图12  端口3和端口4的S₁₁参数测试曲线

Fig.12  S₁₁ parameter test curves of port3 and port4

图13  端口3的功率测试曲线和计算功率

Fig.13  Curves of the estimated power and the measured power of port 3

采用频谱分析仪分别测试了W波段行波管端口2、端口3和端口4电磁波的频谱特性，各端口频谱与输入信号相同。行波管电磁波与电子注互作用过程中，以及被反射的电磁波沿慢波电路返回到切断位置的过程中没有杂波产生，验证了行波管工作的稳定性。

3 结论

为分析折叠波导行波管切断位置性能及频谱特性，提出并研制出一只四端口结构W波段行波管，获取了频带内4个端口的S参数、测试功率和频谱数据。基于测试数据和仿真结果，分别对互作用电路的输入段和输出段开展了独立分析，分析结果表明，饱和状态下输入段的切断功率主要取决于行波管的输入功率；输出段切断功率主要取决于端口匹配。验证了输出段切断功率计算方法的可行性，为常规短毫米波及太赫兹行波管切断功率计算提供了数据支撑和分析方法。